1概述目前，变频调速已广泛应用于包括工业领域在内的许多行业中。在这些调速系统中，利用交-直-交变换结构，可将幅值和频率固定的三相电压转换为电压可调、频率可调的三相输出，去驱动三相异步电机。在该变换过程中，需要采用电力电子开关器件，例如在整流桥和逆变桥中。然而，开关过程往往会导致电机端电压存在零序分量，即共模电压，在设计变频电机时必须加以考虑。

　　首先描述了共模电压产生的定义，并对不同拓扑变频器，包括两电平电压型变频器（VoltageSource Inverter，CSI）以及多电平结构产生的共模电压幅值进行了定量分析和对比。接着，分别对电压型和电流型变频器中的共模电压进行了仿真和比较。除了不同工作点的影响之外，还分析了其它一些实际因素的影响，如系统对地的寄生电容，系统的接地方式向为高压变频器。

　　等等。*后，简单论述了减小共模电压的几种典型方法，并给出了仿真和试验结果。

　　2共模电压！CM的描述示出VSI和CSI框图，图中整流桥可以是二极管不控整流，也可以是晶闸管整流或电压/电流型PWM可控整流等结构；电机侧逆变桥可以是普通两电平VSI，CSI及多电平变频器等不同拓扑结构。为简单起见，在图中未画出输入和输出滤波器。

　　图中Cd直流母线电容Ld电感Rd虚拟电阻*逆变桥输出三相电压的公共点系统接地点，所有的变压器次级绕组通过相等的小电容连接到％省去；而CSI与此刚好相反，Ld="，Cd=0.Rd在实际系统中可以不存在，在此只是为了便于得到直流侧的中点电压u%而设。实际系统中，如果Cd由两组电容电力电子技术大功率变频器中的共模电压及其消除方法卫三民吴斌2，苏位峰宇文博1整流桥逆变桥电力电子技术并联后再串联连接，其中间连接点的电位与此等同。

　　相对于地点，可得直流侧中点电压为：相对于U"%，可由下式计算得到电机中性点电因此，电机中性点对地总共模电压为：由上式可见，系统总共模电压Ucm由整流桥和逆变桥共同产生。电机*相对地电压则为：U*%即为电机相电压U*）与u　　下节将讨论用于交流调速的不同变流器拓扑结构的共模电压问题。除特别注明外，文中所有参数均以标幺值（pu）形式给出。其中，将相对电机中性点的线电压有效值取为额定电压。频率基值为60Hz，为了清楚显示共模电压幅值中的脉动频率，变频器的输出频率设定为57.7Hz. 3电压型变频器的共模电压本节研宄不同结构电压型变频器产生的共模电压。示出采用二极管不控整流、逆变桥采用SPWM的VSI系统的共模电压典型波形。可以看出，U）z中包含类似输出电压PWM波形，且幅值比uz%大很多。其电压变化率du/d+由开关器件的开通和关断时间决定。由于整流桥为二极管不控整流方式，Uz%幅值较小，频率为基频的3倍。

　　两电平VSI驱动系统中的共模电压示出接地系统中的三电平中点箝位式（NPC）变频器共模电压波形。该系统采用了移相PWM方案，每个器件的开关频率为0.75kHz，而逆变桥的等效开关频率为1.5kHz.其Uz%和U）z与前述两电平拓扑的结果相似，只是U）%幅值稍小一些，因为NPC逆变桥的一个电平仅为直流母线电压的1/2，使得电压跳变较小。在器件开关速度相同的情况下，du/d+也相应降低。总之，输出电压基波相同时，NPC结构的变频器产生的共模电压比两电平VSI的小。

　　（a）逆变桥共模电压（b）电机共模电压三电平NPC变频器驱动系统中的共模电压示出串联H桥式七电平变频器的共模电压仿真波形Np.需要指出的是，该拓扑结构需要隔离变压器，因此这里给出的结果未与接地系统中的其他拓扑结构进行比较。尽管该系统中Uz%和U）z的计算公式与超调量很小且动态响应快，稳态运行时转速无静差。

　　带电机负载时，三电平逆变器输出标准的正弦电流波形，电流谐波含量少，波形畸变小；输出电压波形为标准三电平波形，比两电平更接近正弦，因加了中点平衡控制，输出波形良好，无中点电位漂移。

　　6结论本文首先分析了三电平逆变器SVPWM调制原理，采用一种改进的控制算法，基于DSP实现了三电平逆变器空间矢量控制。实验结果证明了理论的正确性。在此基础上，对永磁同步电机矢量控制原理和实现方法进行了研宄，并研宄了一种基于4组三电平逆变器的12相永磁同步电机矢量控制系统的设计方案。该方案设计容量为10kVA.随着我国航海事业现代化的要求，综合电力推进系统的应用已是大势所趋，多相永磁同步电机调速作为电力推进系统的核心，将会得到深入的研宄。