负载可控的变压器式可调电抗器能实现电感的快速、连续调节，其控制量与电感的线性度好，同时产生较小的谐波叫因而在很多领域都有应用。但是，电抗器逆变桥直流侧的电压对其性能影响很大，直流侧若采用直流电源，对提高电抗器的性能固然有益，但必将加电抗器系统的成本，同时也限制了电抗器的应用范围；采用电容器作为逆变桥的直流电源将有利于减小电抗器的成本，扩大其应用范围，但必须有效地控制其电压，使电抗器工作在正常状态。在启动过程中，为使电抗器进入工作基金项目：国家自然科学基金资助项目（50777066）究方向为电力电子在电力系统中的应用。状态，设计了电容器的充电电路，但未涉及在运行过程中如何控制该充电电路，保持电容电压的稳定。该电抗器的另一个特点是其初级等效电抗对变压器本体参数的依赖较大，为有效控制电感，需要首先确定变压器的本体参数。而在工程实际中，变压器本体参数有一定的分散性，同时它将随变压器运行工况的改变而变化，不利于控制系统的开发和电抗器的推广，也不利于电抗器的精确控制。

　　针对上述问题，设计了一套控制系统，它不依赖变压器本体的参数，且在没有专门充电电路的情况下能有效控制逆变桥直流侧的电容电压，使电抗器处于有效工作状态。

　　2电抗值的在线监测原理变压器工作在电抗器状态时，由于其初级等效电阻远小于等效电抗，因此初级基波电压与电流幅值比便是电抗器的等效电抗X.由于电压或电流）包含了谐波分量，因此有效、实时地提取电压或电流）的基波分量是实现电抗值在线监测的关键。为基波分量提取模型，其中谐振环节G1、惯性G2、比例环节分别为：示出中子系统Gb的幅频和相频特性。

　　当Gb的输入信号um1频率为50Hz时，Gb的增益为10dB），相移为零；当Uin1频率为49Hz时，Gb的增益为0.95-0.446dB），相移为3.44；当心频率为51Hz时，Gb的增益为1.05见，即使uin1的基波频率出现偏移，Gb的输出信号u仍能跟踪Uin1的基波分量。

　　和-157.83；如果um1的频率进一步增加，Gb对Uin1的衰减将进一步加强。由此可知，子系统Gb对2次谐波有一定的衰减作用，而对3次及其以上的谐波具有很好的衰减作用。

　　为了提高系统对2次谐波的衰减能力，同时不对其他谐波产生不利的影响，在控制系统中增加了延时时间为10ms的延时环节D以及比例系数为0.5的比例环节K，如所示。将输入信号um延时10ms后再与其信号本身相减，即可有效消除um中的2次谐波和直流分量，即使频率出现偏移，uw中的2次谐波分量也远小于uin中的2次谐波分量，而uin1中的其他高次谐波分量也不会大于uin对应的高次谐波分量，这更有利于输入信号中的谐波衰减。而子系统Ga对um中的基波分量基本没有影响。

　　由此可知，所示系统对频率具有较强的选择性，它对直流分量和高次谐波分量具有较大的衰减作用，而基波频率的信号则能通过，因此它能有效地提取um的基波分量。利用所示系统提取电抗器初级绕组电压和电流的基波分量，并进而得到基波分量的幅值，它们之比即为当前状态下电抗器的电抗值，这样就实现了电抗值的在线监测。

　　3逆变桥直流侧电容电压的控制原理示出变压器式可控电抗器的结构原理图。

　　通过单相逆变桥实现电流源i.根据可得：当/sinwt时，控制kksinwt，其中为实数该分量简称为同相分量，下同），则U1=R1+岛+kM）di1/dt.可见，当i2与i1同相或反相时，变压器工作在电抗器状态，其电抗值与有关。

　　由此可知，只有有效控制变压器才能工作在电抗器状态；而只有有效控制，逆变器才能有效控制i2.因此有效地控制Ud对电抗器的正常工作具有重要的意义。

　　在工频周期内，电流源i吸收和释放的能量决定了该周期内电容电压的变化，其变化量为：的平均功率有功功率）；Uc0为该周期初始时刻的电容电压；C为逆变桥直流侧电容的值。

　　如果i2只有同相分量，根据和式2），则在一个T内i所消耗的平均功率P1k12R2/72.综上可知，由于R2的存在，变压器工作于电抗器状态时，Ud将下降。如果不控制该电压，*终将因Ud的下降而不能有效地控制i2，进而影响电抗器的性能，变压器甚至不能工作在电抗器状态。在实际系统中由于R2较小，Ud的下降速度也较小。

　　-n/2）时，2为实数该分量称为垂直分量，下同），则在T内，电流源i所消耗的平均功率P2=k22R2/2/2-k2wM/2/2.控制0wM/R2，则P2恒大于零。根据式2），当i2只有垂直分量时，则有：根据上述，当i2只有垂直分量时，且k2<0或k2>WM/R2，Ud将减小；当0　　4电抗器的控制系统示出电抗器的控制系统，其中采用第2部分所述方法在线监测电抗的值，将其与给定值比较形成的误差作为PI调节器的输入信号，PI调节器的输出信号为ki，i与初级电流基波分量之积为i2的同相分量，控制ki将控制该分量以控制电感值；2与延时后的初级电流基波分量之积构成i2的垂直分量，控制k2来控制i2的垂直分量以控制。

　　系统能较好地提取了系统中的基波分量。

　　为电抗器控制系统的系统在控制电抗器时不依赖变压器的本体参数，并能控制。2的同相分量和垂直分量均为基波电流分量，它消除了i1的谐波分量对电抗器性能的影响。

　　5仿真与的基波分量提取模型，并进行仿真分析。当输入信号为~1000的方波信号时，其输出信号为50Hz的基波信号。对信号进行傅里叶分析表明，输入信号中的基波相量为560.87e-10617，而输出信号的相量为560.805e-20645. b为Ud进入稳定状态后电抗器的初级电压和电流，在约0.365s前，尽管Ud在下降，但由于乙均处于有效控制状态，电抗器有效地跟踪了给定电抗值15ft）；在大约0.365s时，由于Ud达到控制电压的下限值，在次级绕组中引入了垂直电流分量，该过程引起了电流畸变，但该过程很短，在约0.4s时，电抗器再次进入稳定运行状态。由b可知，Ud在调整过程中，电抗器的初级等效电抗也有效跟踪了给定电抗。若中没有R1，则Ud下降速度更慢，同时Ud从下限值调整到上限值的过程会更短，Ud的调整过程对电抗器性能的影响会更小。

　　在运行过程中改变Ud的给定从而改变直流电压的上限值和下限值）的。将Ud的给定值从550V其上、下限值分别为560V和540V）调整为605V其上、下限值分别为615V和595V），约在0.6s时开始调整，0.65s时完成调整。

　　d为电感调节过程的。

　　为验证所提出SVPWM细分优化算法在实际应用中的效果，特基于DSP-FPGA控制一台电压型三相逆变器带120W交流电机进行，示波器波形幅值为实际波形比例压缩30倍所得。

　　实验波形5结论提出了一种SVPWM细分优化方法，并通过Matlab离线计算及DSP-FPGA将该算法成功应用于交流电机调速系统。与传统的SVPWM调制方法相比，该方法简单，占用硬件资源少，实时性强，实验证明其控制效果良好。