作原理。介绍反激式光伏微型并网逆变器的工作原理。详细分析有源钳位对逆变器输出电流波形的影响，推导输出电流的数学表达式，指出在某些时段会产生输出电流的畸变。针对开环控制方式不能抑制输出电流畸变的问题，提出采用输出电流闭环的控制方式，改善输出电流的波形质量，降低谐波含量。采用变pi控制策略，保证了整个功率范围内逆变器的高质量输出电流波形。仿真并搭建一个230W的，与所示的单级式结构相比，副边开关管的电压应力仅仅是单级式结构的一半，电压应力的降低使得副边开关管具有更低的导通电阻，导通损耗也随之减少。另外，变压器副边无需中心抽头，可以减少变压器的铜损，提高变压器的利用率。

　　因此，单从提升效率方面来说，准单级式结构比单级式结构更有优势。

　　单级式有源钳位反激式逆变器原理图该结构的前级和有源钳位反激变换器具有一样的硬件拓扑，该电路在反激电路上加了一个钳位电容C.和一个辅助开关管Sa，通过C.储存和回馈漏感能量，并且利用谐振实现功率管的软开关。后级是工作在工频状态下的全桥拓扑，在半个工频周期内，对应对角线上的两个开关管一直导通，作用是将前级变换得到的馒头波展开成全周期的正弦波。

　　首先介绍传统有源钳位反激变换器的工作原理。提出的非互补控制策略，可以有效减少钳位电容和漏感谐振产生的损耗，本文也采用这种非互补控制策略。

　　为了便于简化分析，我们假设变换器工作在DCM模式，并且在时刻副边电流能够下降到零。

　　电路的稳态波形和各模态等效电路如和4所示。各个模态的工作情况如下详述。

　　2时刻，辅助管的体二极管导通，副边二极管也开始导通，励磁电感储存的能量开始传递到副边。由于漏感储存的能量无法传递到副边，假设谐振回路没有阻尼，则漏感能量将全部转移到钳位电容上。在这个阶段，励磁电流和漏感电流的差将被传递到副边。当漏感电流下降为零时，此模态结束。

　　模态4：在3时刻，漏感电流下降为零，辅助管的体二极管关断。整个模态4期间，漏感电流始终为零，副边二极管持续导通，励磁电流线性下降，励磁电感两端被输出电压的反射电压钳位，主管的漏源极电压等于输入电压加上反射电压。

　　模态5：在4时刻，副边电流下降到零，副边整流二极管反向截止，漏感和主管的输出电容形成谐振，这跟传统DCM模式的反激变换器一致。

　　模态6：在（5时刻，开通辅助管，励磁电感和漏感两端的电压之和等于钳位电容电压，副边整流二极管再次导通。在这个阶段里，漏感电流和励磁电流都反向加，但是漏感电流加得较快，两者之差传递到副边，钳位电容储存的漏感能量一部分释放到副边，一部分回到漏感中，为主管的ZVS开通创造条件。

　　6时刻，辅助管关断，漏感电流继续给主管的输出电容抽流。如果此时漏感储存的能量大于主管输出电容储存的能量，副边二极管将持续导通，漏感电流和励磁电流之差将传递到副边。当漏感电流下降到和励磁电流相等时，副边整流二极管反向截止，励磁电感和漏感一起给主管的输出电容放电。

　　7时刻，主管的输出电容电压下降到零，其体二极管导通，为主管的零电压开通做好了准备。

　　1.2有源钳位对输出波形的影响在光伏并网发电的应用中，逆变器多采用电流源型输出。设计反激式电流源逆变器的思想是将DCM或BCM模式下的反激变换器原边电流峰值进行正弦调制。如所示，不考虑有源钳位引起的二次副边电流，DCM模式下的反激逆变器采用峰值电流正弦调制，控制原边的电流峰值包络线（即电流基准）呈正弦规律变化，副边的电流峰值和平均值包络线也会呈正弦规律变化。

　　设定电路的开关周期为Tdcm不变，在半个工频周期内，电流基准可表示为值，即时刻的电流值。在非互补控制技术中，通常将辅助管的开通时间设置为一个固定值，本文将其设定为rauxn.至此，在模态6中，副边电流可以上升到的*大值为在模态7中，当漏感电流下降到等于励磁电流时，副边电流下降到零，这个时间约为漏感和开关管输出电容组成的谐振网络谐振周期的1/4，设为tff2，计算这段电流的平均值如下：可知，副边电流线性下降，下降时间可以表示为结合式（1）一（3），副边电流下降时间为可以发现，在半个工频周期内，副边电流下降时间不变。由此可以计算副边电流的平均值为由于在半个工频周期内，反激变换器的输出电容平均电流为零，反激的平均输出电流也就是并网由式（7）可知，由钳位电容释放到副边的平均电流仍然与电网电压同相，理论上只会影响到输出电流的幅值，而不会影响到输出电流的相位。因此在这种情况下，有源钳位工作方式不会引起输出波形畸变。

　　以上分析过程中假设t5时刻副边电流能够下降到零，但是实际设计过程中，很难保证做到这一点。

　　因为在设计之初，一般会根据副边电流下降时间小于关断时间这个条件来满足DCM模式的要求，从而确定一个*大占空比，进而设计励磁电感、钳位电容等参数，*终才能确定辅助管开通的时间和死区时间。而辅助管的开通时间和死区时间是包含在关断时间内的，留给副边电流下降的时间就相应减少了。但是，在确定某些参数之前，是很难确定辅助管的开通时间和死区时间的，所以就很有可能会出现t5时刻副边电流不能下降到零的情况。在占空比较大时，出现这种情况的概率更大。

　　当出现t5时刻副边电流不能下降到零的情况时，副边电流的波形将会发生改变，如所示，本文对这个波形进行分析。

　　八电流。由式（5）可知，并网电流呈正弦变化且与电网电压同相。

　　实际上由于有源钳位的影响，输出电流将不会是所示纯粹的三角波，而是所示由两部分组成。仍然假设t5时刻副边电流能够下降到零，本文对输出电流作如下分析。

　　在模态6这个阶段里，漏感电流和励磁电流的差将传递到副边。在理想情况下，电路没有损耗，通过钳位容放电，漏感电流可反向加到正向*大时刻副边电流不能下降到零时的波形先计算t5时刻副边的电流值，设为is?valey（tt），再设定辅助管与主管的死区时间为Tdead（t8-t6），漏感电流由正向*大下降到零的时间为7（3-1），这两个值都是固定的，因此再计算副边电流再次上升的*大值：因此，总的输出平均电流表达式为由式（12）可知，如果副边电流在，5时刻之前尚未下降到零，副边电流的平均值就不再与srn（rat）成线性关系，而且此时输出电流会产生谐波。

　　2控制方式2.1开环控制开环控制方式主要利用DCM模式下反激变换器的电流源特性，只控制原边电流，而不直接控制输出电流，控制框图如所示。该方法控制简单，在反激逆变器中得到广泛的研究。但是根据上文的分析，开环控制方式在发生，5时刻副边电流不能下降到零的情况时，并不能抑制并网电流的畸变。2.2闭环控制为了减少5时刻副边电流不能下降到零的情况时产生的电流畸变，本文提出了闭环控制策略，如在闭环控制作用下，并网电流的瞬时值将跟随正弦基准变化，因此无论反激逆变器副边电流波形如何，只要闭环控制起作用，并网电流就是跟电网电压同相的正弦波，将不会含有其它次谐波。

　　3仿真和。

　　表1.由可知，此时会有各奇次谐波出现，如果仅用开环控制的话，会引起输出电流的畸变。频率/kHz时刻副边电流尚未下降到零的时段副边电流平均值的频谱分析使用Psim9.0仿真软件对有源钳位反激逆变器进行仿真，0为开环控制下的并网电流、电网电压和其中一路反激的副边电流波形，由图可知，当占空比较大的时候，如果副边电流在t5时刻不能下降到零，此时并网电流将会发生畸变，影响并网电流的质量，与理论分析相符。

　　1为在闭环控制下，反激逆变器并网电流、电网电压和其中一路反激的副边电流仿真波形。可以看到，当占空比较大的时候，同样也出现了副边1闭环控制下电网电压、逆变器输出电流和反激副边电流的仿真波形电流在t5时刻不能下降到零的情况，但是由于闭环控制的作用，并网电流将不会发生畸变，与理论分析相符。

　　2为在开环控制下，反激逆变器的并网电流、电网电压和其中一路反激的副边电流。可见在闭环控制下，输出电流谐波含量得到有效抑制。

　　表2开环和闭环控制下不同并网电流的THD值Tab.2THDvalueofdifferentgrid输出电流THD/%输出电流/mA开环控制闭环控制*高，达到94.2%，半载功率时效率在90%以上。半载功率以下，逆变器的效率下降比较明显，这是因为磁芯损耗、驱动损耗等一些固有的损耗占总功率的比重逐渐加。提高半载功率以下效率的一个方法是，将两路交错并联的工作方式切换成单路工作。

　　的闭环控制系统，在MPPT逻辑中加入输入电压前馈，避免了直流母线电压崩溃现象。采用MPPT技术在启动的时候进行软启动，在快速追踪*大功率的同时可减小启动冲击电流，如5所示。

　　5逆变器软启动过程率点。

　　4结论本文研究了一种采用输出电流闭环控制的有源钳位反激式光伏微型并网逆变器，理论分析、仿真和实验结果都表明，该逆变器具有以下优点：输出电流闭环控制，有效减小了有源钳位工作方式在开环控制下引起的输出电流畸变，很大程度上改善了逆变器并网电流的波形质量。加入变参数PI控制，优化了整个功率范围内的输出波形质量。

　　逆变器在保证输出电流波形质量的同时，仍然具有较高的转换效率。

　　采用电压前馈，避免了直流母线电压崩溃而影响MPPT的追踪精度。

　　逆变器具有比较快的动态响应速度。

　　6电池板功率变化时逆变器的响应情况